Liviu Soflete YO2BCT

1.      Introducere.

Amplificatoarele de putere de radiofrecvență clasice pot functiona în una din clasele A, B sau C. Ele se diferențiază prin  unghiul de conducție  (fracțiunea din întreaga perioadă 2p cât dispozitivul activ este în conducție). Pe măsură ce unghiul de conducție scade, se poate obține un randament (raportul dintre puterea de radiofrecvență/puterea de alimentare în curent continuu) mai bun. Randamentele teoretic realizabile ( de un dispozitiv activ – tub electronic, tranzistor bipolar sau FET – idealizat) sunt de 50% pentru clasa A , 78%  pentru clasa B și 100%  pentru clasa C (la un unghi de conducție zero, deci la putere de ieșire zero !). Randamentele practic obtenabile sunt de circa 25%, 50% și 65% pentru cele trei clase. Clasa AB este preferată la construcția emițătoarelor pentru radioamatori, având avantajul unei funcționări în regim liniar (puterea de ieșire proporțională cu puterea de intrare RF), necesar pentru semnalul SSB, la un  randament acceptabil. Clasa A este evitată din cauza randamentului prea mic, iar clasa C este inutilizabilă  pentru modulația SSB, PSK, MA și altele cu amplitudine variabilă.

In dorința de a obține un randament mai bun, s-a trecut la utilizara dispozitivului activ de la funcționarea în regim liniar, la funcționarea în comutație. Au apărut astfel clasele D, E, F…. Aici dispozitivul activ funcționează ca un comutator. In perioada cât comutatorul este închis, rezistența sa este ideal zero, căderea de tensiune pe el este zero. Cât timp comutatorul este deschis, rezistența de izolație este ideal infinită, curentul prin el este zero. In acest fel, neexistând simultan și tensiune și curent, disipația pe comutator (produsul I*U) este zero. La un comutator ideal tranziția între stările ON  -  OFF și invers se face instantaneu, fără pierderi. Deci cu un comutator ideal s-ar putea obține un randament de 100%  de transformare a energiei de alimentarea în energie de radiofrecvență. La frecvențe joase (zeci – sute de kHz) dispozitivele active actuale se comportă aproape ca un comutator ideal, de aceea sursele de alimentare în comutație pot realiza ușor randamente de peste 90%. La frecvențe de ordinul  MHz și mai sus, principala problemă este existența unei capacități parazite de ieșire inevitabile  a dispozitivului activ. La funcționarea în comutație, această capacitate trebuie încărcată și descărcată la fiecare perioadă, energia acumulată în ea fiind pierdută și ducând la apariția unor vârfuri de curent în elementul activ (comutator). Clasa E (brevetată de N. Sokal – WA1HQC  în 1975)  rezolvă ingenios această problemă, înglobând capacitatea parazită a comutatorului în schema montajului  și alegând parametrii schemei astfel încât comutarea OFF/ON să aibă loc în momentul trecerii prin zero a tensiunii pe această capacitate (ZVS – zero voltage switching), deci fără curent de descărcare a capacității parazite.

După 1990 s-au dezvoltat multe aplicații ale clasei E; există in literatura de specialitate numeroase lucrări pe această temă, (teze de master, disertații, articole teoretice și practice ale unor universități, realizări ale radioamatorilor) de la domeniul HF – comunicații în unde scurte, aplicații ISM (industrial, științific, medical), WPT (Wireless Power Transfer) până la domeniul microundelor - telefonie mobilă, sateliți de comunicații.

Clasa E se pretează pentru amplificarea semnalelor cu amplitudinea constantă: CW, FM și toate modulațiile FSK - RTTY, JT65, FT8, SSTV, etc. Pentru semnalele cu amplitudine variabilă (gen MA, SSB, PSK) singura soluție este ca tensiunea de alimentare a etajului în clasă E (care lucrează în comutație, nu ca amplificator liniar de transconductanță)  să reproducă înfășurătoarea semnalului RFde atac. Este necesară deci utilizarea unei sursei de alimentare a drenei (colectorului)  care să urmărească anvelopa semnalului RF. Pentru radioamatori o asemenea construcție nu este imposibilă, dar este destul de dificilă; clasa E rămâne deci ușor utilizabilă pentru CW, FM, FSK.

2. Funcționarea unui amplificator în clasa E.

În fig.1 este prezentată schema clasică a unui amplificator în clasă E și formele de undă ale curentului și tensiunii prin elementul activ.

Fig.1  Schema unui amplificator în clasa E și forma de variație idealizată a curentului și tensiunii pe comutatorul Q.

Circuitul  Drive produce o tensiune de  comandă a porții tranzistorului Q de formă dreptunghiulară, simetrică față de masă, cu o amplitudine suficientă pentru comanda fermă a lui Q. Se poate utiliza și o tensiune sinusoidală, mai ușor de obținut la frecvențe mari, în acest caz fiind necesară o amplitudine  mai mare (apropiată de limita maximă suportată pe poartă de Q). L₁ are o valoare  “infinită” – practic suficient de mare astfel încât curentul furnizat de sursa de alimentare să fie aproape  continuu (cu o amplitudine a componentei alternative neglijabilă). Pentru frecvențe de lucru din gama 1 -10 MHz, L₁ are valori de ordinul 1mH. C_D decuplează sursa de alimentare; o valoare de 0,1 mF (plachetă ceramică) este convenabilă.

C₂ L₂ formează un circuit acordat pe frecvența de lucru, factorul de calitate al acestui circuit fiind determinat de X_L2/R_Load. Factorul de calitate are valori de ordinul unităților,  o valoare de 5 fiind o cifră medie convenabilă. C₁ conectat în paralel cu capacitatea parazită de drenă a tranzistorului (Coss) este activ doar pe durata cât Q este blocat; el determină, prin înserierea cu C2, o frecvență de rezonanță mai mare decât cea de lucru, reducând astfel durata impulsului de tensiune din drena lui Q. Maximul acestui impuls este de circa 3,56 ori mai mare decât tensiunea de alimentare V_dd. R_Load are valori de obicei mult mai mici decât 50 Ohm (valoarea standard pentru cablul coaxial de conectare cu antena), deci va fi necesară o transformare de impedanță pentru adaptarea sarcinii (antena). Această transformare se poate face cu transformator de RF, cu un circuit cu elemente reactive  (G sau P) sau, la frecvențe ridicate, cu segmente de  linii de transmisiune (microstrip sau din cablu coaxial).

3. Proiectarea circuitului.

Relațiile de dimensionare pezentate de N. Sokal sunt relativ complicate; pentru ușurarea determinării valorilor componentelor, VK2ZAY și VK1SV au creat un calculator on-line care permite alegerea rapidă a parametrilor și modificarea lor facilă pentru selecția variantei dorite de constructor. Pentru exemplificare, să considerăm proiectarea unui amplificator în clasă E realizat cu tranzistorul MOSFET IRF530, ușor de procurat și relativ ieftin. Datele de catalog care ne interesează sunt : R_{DS ON}= 0,16 Ohm, V_DS max = 100V, I_D max (la 60^o C T_Case) = 12A,   Ciss (capacitatea poartă-sursă) = 670 pF , Coss (capacitatea drenă –sursă) = 250pF, V_{GS max} = +/- 20V.

Acceptând o tensiune de drenă de cel mult 80V (80% din 100V, cu o rezervă de 20% pentru siguranță) și ținând cont că vârful de tensiune de drenă poate atinge 3,56 Vds, rezultă că putem alimenta  IRF530 cu maxim 80/3,56 = 25,28V, adică două acumulatoare cu plumb înseriate, fiecare cu tensiunea de 12,6V. Desigur, vom putea construi montajul pentru tensiuni de alimentare de 10 – 15 V, cu o putere maximă de ieșire corespunzător mai mică. Utilizând calculatorul  lui VK1SV:  VK1SV class-e calculator - ANU Physics  vom putea alege rapid valorile componentelor pentru diferite tensiuni de alimentare și puteri de ieșire. Calculatorul ne indică și valoarea maximă a impulsului de tensiune și pe cea a curentului de alimentare mediu (maxim admis 12 A pentru IRF530 dacă temperatura capsulei atinge 60^oC). Apreciem că putem avea o cădere de tensiune pe Q în conducție de maxim 1,6V (la R_{DS ON}= 0,16 Ohm și I_D max = 10 A). Alegând deci V_DS = 13,6V, căderea de tensiune 1,6V, Pout = 30W,  frecvența de lucru 7 MHz rezultă următoarele valori :

Enter Q (around 5 is a good start):
Enter Vcc in volts:
Enter Vo (transistor/FET saturation voltage) in volts:
Enter frequency in kHz:
Enter the desired power output in watts:
Enter L1 in mH:

R in ohm is: (Impedance transformer to 50 ohm: secondary (50 ohm) to primary (amplifier) turns ratio: )
C1 in nF is: (XC1 in ohm is: )
C2 in nF is: (XC2 in ohm is: )
L2 in uH is: (XL2 in ohm is: )
XL2 - XC2 =
Expect Icc in amps at least:
Select a FET/transistor with a max Vds/Vce in volts at least: (Includes a safety factor of 0.8)

Schematic from Nathan Sokal's paper titled "Class-E RF power amplifiers", published in QEX Jan/Feb 2001.

Factorul de calitate Q = 5 este o valoare rezonabilă pentru un compromis bun între randament și filtrarea armonicelor. L₁ = 1 mH este o valoare relativ mare, scăderea ei chiar cu două ordine de mărime nu  influențează esențial funcționarea. I_CC ( curentul de colector pentru tranzistoarele bipolare, I_D pentru MOSFET)  circulă numai jumătate de perioadă (DA = 50%) deci valoarea medie pe o jumătate de perioadă trebuie dublată față de I_CC calculat.Vârful de curent de drenă, dacă forma curentului ar fi sinusoidală, ar avea valoarea p * I_D mediu. Forma curentului este mai “plină” decât o sinusoidă, deci I_{D max} poate fi practic de 2 - 2,5 ori mai mare decât I_{D mediu}, respectiv 2* (2...2,5)* ICC. Pentru exemplul de calcul prezentat (30W la 13,6V alimentare), ne putem aștepta deci la un curent maxim de 10 ... 12,5 A prin tranzistor. Acest curent determină căderea de tensiune pe R_{DS ON} și o parte importantă din disipația pe tranzistor (o altă parte fiind pierderile în comutație).

Refăcând calculul pentru 40 W, rezultă R=1,859 Ohm, raportul de transformare 5,18,  C₁ = 2,56 nF, C₂ = 3,29 nF, L₂ = 211nH,  Icc = 3,33A. Deci IRF530 poate fi utilizat pentru un amplificator de 40W alimentat la 13,6 V.

Raportul de transformare se referă la raportul numărului de spire al unui transformator necesar pentru a adapta o sarcină standard de 50 Ohm (antena) la valoarea rezultată din calcul pentru R_Load. Raportul de transformare al impedanței este, după cum se știe, pătratul raportului numărului de spire. Având în vedere că numărul de spire este un întreg, practic nu se pot realiza orice rapoarte de transformare, astfel încât va fi necesară reluarea de câteva ori a calculului pentru obținerea unor  valori realizabile pentru numărul de spire (numere întregi).

Adaptarea cu sarcina (antena) se poate realiza și prin utilizarea unui circuit în “L întors “ (G) : pentru creșterea impedanței intrarea circuitului de adaptare va fi cu o inductanță serie, iar ieșirea (către antenă) cu o capacitate în paralel. Raportul de transformare al impedanțelor va fi 1 + Q², Q fiind factorul de calitate în sarcină al circuitului  G. Valorile lui L și C se pot determina cu ajutorul diagramei Smith, sau prin calcul, pornind de la Q impus și de la condiția de rezonanță pe frecvența de lucru. Adaptarea cu elemente reactive asigură și o reducere a armonicelor în semnalul de ieșire; dacă filtrarea armonicelor nu este suficientă , va fi necesară utilizarea unui filtru trece-jos (similar cu cel din toate etajele finale liniare cu tranzistori) sau un circuit de absorbție acordat pe armonica care trebuie atenuată . Adaptarea G poate realiza orice raport de transformare (ridicător în configurația cu intrare pe inductanță serie și ieșirea către sarcină cu capacitate paralel), nu numai rapoarte de numere întregi.

 Nu discutăm adaptarea cu circuite din trunchiuri de linie microstrip (sau cablu coaxial), la frecvențele din gama undelor scurte dimensiunile acestora fiind inacceptabil de mari.

4. Aspecte constructive.

Condensatorii C₁ și C₂ sunt străbătuți de curenți de RF importanți, de ordinul amperilor, crescând la puteri mari și tensiuni de alimentare mici; în aceste situații se recomandă utilizarea mai multor condensatori conectați în paralel, pentru reducerea curentului care străbate fiecare condensator. Varianta constructivă  optimă (destul de scumpă și greu de procurat) este tipul SMD multistrat, cu izolație de porțelan (ATC – American Technical Ceramics, cu tensiunea de lucru 500V – tip 700B).  Pentru un amplificator de 200W /12V la 7 MHz (publicat  în QEX ianuarie/februarie 2004)  autorii au utilizat 19 asemenea condensatori de câte 100 pF conectați în paralel, alte variante constructive  disipând o putere importantă care ducea la creșterea temperaturii până la dezlipirea aliajului de cositor. Chiar cu tipul 700B, ei rămân punctul cel mai cald al montajului (83⁰C ! la o funcționare de durată).

La construcțiile  experimentate de mine s-au dovedit corespunzători condensatorii cu mică argintată sau chiar cu styroflex,  cu tensiunea de lucru de 500V, combinați în paralel pentru atingerea capacității dorite.

In coloana din stânga se văd trei condensatori cu mică argintată, încapsulați prin scufundare în rășină epoxidică. Coloana a doua, condensatori turnați în bachelită (“caramele”). La mijloc, doi condensatori cu izolație de styroflex (polistiren) – cel de sus , o relicvă din 1966 - un condensator cu tensiunea de lucru de 15 kV din televizoarele TEMP 2, cu kinescop cu con metalic. Din cauza execuției prin rulare, condensatoarele cu styroflex au în general o inductanță parazită destul de mare, care nu le recomandă pentru frecvențe ridicate, deci se vor utiliza cu precauție și se va testa temperatura în funcționare. Urmează  două condensatoare foarte potrivite pentru aplicația noastră, atât pentru circuitele RF cât și pentru decuplări, condensatoare cu mică cu terminale plate, cu inductanță parazită foarte mică. Tipurile mai voluminoase sunt realizate cu armăturile din folie metalică și suportă curenți mult mai mari decât cei cu mică argintată (prima și a doua coloană), cu stratul de argint foarte subțire (depus prin evaporare în vid). In extrema dreaptă este un trimer cu dielectric mică, de tipul “de compresie” (armătura metalică elastică se turtește prin strângerea șurubului, crescând capacitatea prin reducerea intervalului de aer dintre armături și folia de mică până la zero). Trimerul se poate utiliza pentru reglaje: după obținerea funcționării dorite, se extrage trimerul din montaj, se măsoară capacitatea și se înlocuiește cu condensatori ficși cu mică, de capacitate totală echivalentă. Este foarte importantă  inductanța terminalelor condensatorilor C₁ și C₂; aceștia vor avea terminale cât mai scurte, de preferință sub formă de platbandă. Realizarea capacității totale din mai multe condensatoare individuale conectate în paralel asigură, pe lângă o suprafață totală de răcire mai mare și o reducere a puterii reactive (a curentului)  pe fiecare unitate și o inductanță a terminalelelor mai redusă (prin conectarea în paralel a conductorilor de legătură). Este foartă importană și studierea atentă a amplasării pieselor componente pentru reducerea lungimii traseelor critice, având în vedere curenții mari de lucru (de ordinul 10 A) și posibilitățile de cuplaje parazite. Se recomandă o construcție cu plan de masă.

Pentru realizarea inductanțelor necesare se pot utiliza bobine cu miez magnetic sau  fără miez și fără carcasă („în aer”). Bobinele cu conductor masiv de cupru sub formă de platbandă pot asigura pierderi cu circa 10% mai mici decât cele cu miez magnetic (tor din pulberi metalice, material AMPHENOL tip 2 sau tip 6) conform datelor din articolul publicat de Universitatea  de tehnologie din Eindhoven  Gerrits, T., Duarte, J. L., & Hendrix, M. A. M. :  Third harmonic filtered 13.56 MHz push-pull class-E harmonic .... Eu am preferat utilizarea miezului toroidal  AMPHENOL (material 2 – roșu) pentru a reduce dimensiunile bobinelor și cuplajele parazite prin câmpul magnetic de scăpări (care perturbă chiar și măsurarea cu osciloscopul).

Câteva moduri posibile de realizare a inductanțelor de putere pe miez toroidal: în stânga - două înfășurări în paralel, fiecare din 5 spire duble pe tor AMIDON T80-2  L = 163 nH, următoarea bobinată cu platbandă din tresă de coaxial (sau aici Solder Wick de 5 mm lățime) 6 spire uniform distribuite pe toată circumferința torului  T80-2, L = 262 nH, la bobina  următoare, 2 x 3 spire în paralel pe tor T106-2, L = 175 nH. In extrema dreaptă, bobina utilizată practic la montajul cu IRF530, cu 3 spire din trei conductori F=1mm (L = 225 nH așa cum se vede, reglabilă între 200 nH – dacă spirele se răresc și 250 nH, dacă toate spirele se adună  strâns)  . Bobinajul urmărește asigurarea unei rezistențe de pierderi cît mai mici, având în vedere curenții de valoare ridicată prin bobinaj și reducerea secțiunii efective de circulațe a curentului din cauza efectului pelicular. Miezul din pulbere de fier carbonil  are o permeabilitate relativ redusă, pentru tipul Amphenol 2 (roșu) m = 10, deci este importantă bobinarea cât mai aproapiată de miez, asigurată optim de banda de cupru. Banda se poate tăia la o lățime convenabilă din tablă de Cu cu grosimea minimă de 0,05 -  0,1mm. Prin strângerea spirelor sau distanțarea lor se poate ajusta inductanța în limite restrânse ( +/- circa 10%, la bobinele din bandă – mai dificil de realizat).

La punerea în funcțiune se va porni cu o tensiune de alimentare mai redusă, cu urmărirea permanentă a curentului absorbit  și a tensiunii pe drena tranzistorului comutator.

Puterea de excitație RF necesară este de ordinul a  2-5W; se va aplica  puterea minimă necesară pentru saturarea tranzistorului. In timpul probelor se va urmări încălzirea diferitelor componente, prin atingere cu mâna, cu un termocuplu (foarte multe AVO-metre digitale au acest accesoriu), sau cu o cameră de termoviziune. Se vor putea astfel identifica acele componente care disipă putere și care trebuie înlocuite cu altele cu pierderi mai mici - în fond, scopul unui etaj în clasă E este tocmai obținerea unui randament bun. Pentru alegerea valorii optime a componentelor (C₁, C₂, L₂) se vor schimba prin încercări succesive piesele respective, urmărind forma (cât mai aproape de sinusoidă) a tensiunii de ieșire, curentul consumat și puterea de ieșire – pentru creșterea la maxim a randamentului sau a puterii la tensiunea de alimentare dată – depinde ce parametru ne interesează.

5. Rezultate practice.

Valorile calculate în capitolul 3 pot servi ca punct de plecare; în practică va trebui să experimentăm (aici e toată frumusețea !) diferite valori pentru C₁, C₂, L₂, precum și alte elemente ale schemei reale despre care încă nu am discutat. Experimentarea diverselor valori se poate face prin simulare (de exemplu cu programul LT SPICE , vezi K6JCA:  Building an 80-Meter Class E/F RF Amplifier... - K6JCA ) sau efectiv modificând componente și observând formele de undă, tensiunile și curenții în anumite puncte. Modelarea are avantajul ușurinței, permițând observarea rapidă a influenței oricărei modificari și poate fi preferată de tinerii care au trecut mai recent prin școală. Eu – de modă mai veche - prefer totuși pistolul de lipit și măsurarea cu osciloscopul. Care ar fi argumentele :

- simularea poate fi atât de exactă cât este de corectă introducerea parametrilor reali. Nu putem cunoaște datele reale ale tranzistorului utilizat (există o dispersie a fabricației, există diferite valori în funcție de fabricant, unii parametrii nu sunt constanți – depind de exemplu de tensiune (capacitățile parazite) sau de temperatură (R_{DS ON}). Unele valori sunt indicate aproximativ – ex.  inductanța conexiunii de drenă sau sursă depinde de lungimea reală din montaj. Nu putem calcula simplu inductanța unor trasee de curent, puneri la masă, terminale de piese, cuplajele parazite. Unele componente (ex. transformatoare) au elemente parazite – capacități și inductanțe de dispersie (scăpări) dificil de determinat prin măsurare și cu atât mai mult prin calcul.

- calculele de pierderi de putere și ale regimului termic (în tranzistor – pierderile în conducție și prin comutație, în inductanțe –saturarea miezului și efect pelicular + proximitate, în condensatoare – pierderile în dielectric și prin conducție în armături) pot fi foarte laborioase și afectate de erori.

- măsurarea pe montajul real aduce informații certe pentru componentele alese, amplasate  în configurația reală și permite depistarea sigură a punctelor fierbinți, în care pierderile de putere produc încălziri sensibile, evidențiind componentele supuse la stres, care trebuie redimensionate pentru reducerea temperaturii de lucru (evacuarea căldurii prin ventilare forțată nu e o soluție de dorit, aici ne interesează creșterea randamentului, deci reducerea pierderilor). 

- de multe ori amatorul lucrează cu componente recuperate (tranzistoare, miezuri magnetice, componente pasive) despre care nu are toate informațiile necesare pentru această aplicație.

- un montaj executat și adus în parametrii doriți prezintă garanția că chiar funcționează. Un montaj proiectat prin simulare (oricât de detaliată)  pe calculator, tot va trebui construit, reglat și validat prin măsurare. Simularea detaliată devine interesantă doar pentru optimizarea montajului pentru producția în serie.

- cu ocazia experimentării căpătăm experiență, descoperim efecte neașteptate și găsim soluții de remediere.

Să vedem concret diferențele dintre teoria idealizată și practică. Ne vom limita la măsurarea tensiunilor, curentul de drenă ar necesita pentru măsurare un transformator de curent de bandă largă (nu se poate utiliza un simplu șunt în sursă sau în drenă). Forma idealizată a tensiunii de drenă este o jumătate de sinusoidă  (fig.1 , traseul roșu), existentă pe durata cât tranzistorul este blocat. Pe durata cât tranzistorul conduce, pe drenă ar trebui să existe căderea de tensiune de ordinul 1 V produsă  de curentul I_D pe R_{DS ON} .

Fig.2 Forma de variație a tensiunii de drenă

In figura 2 este oscilograma tensiunii de drenă a unui montaj ca cel din fig.1 , care evident nu seamănă cu cea din teorie. In primul rând semisinusoida nu e simetrică, partea ei din dreapta având o cădere mai lentă. În al doilea rând, peste forma de bază (teoretică) sunt suprapuse niște oscilații de frecvență mai mare (aproximativ armonica a 6-a). Partea care ar trebui să fie zero (comutatorul închis - Q în saturație) are niște oscilații aproximativ pe armonica a treia a frecvenței de 7 MHz. Asimetria sinusoidei e de fapt favorabilă , în acest fel se obține o comutație (din starea OFF în starea ON) de tip ZVdS (Zero Voltage derivative Switch). In fig.3 sunt reprezentate forma de bază  și componentele de frecvențe mai mari. Racordarea mai lină dintre curba căzătoare (roșie) și porțiunea orizontală face mai puțin critic momentul intrării în conducție al tranzistorului Q (derivata tensiunii este zero), permițând o toleranță mai mare a valorilor componentelor  ( C₁, C₂ , L₂) sau o variație a frecvenței de lucru.

                                    Fig.3 Forma tensiunii de drenă.

Oscilațiile suprapuse peste curba de bază (roșie) sunt produse de rezonanțele  capacităților din circuit cu inductanțele parazite (terminalele tranzistorului și ale celor doi condensatori). Apariția unei tensiuni negative pe drena lui Q este dăunătoare  dacă valoarea depășește 0,7V – tensiunea de deschidere a diodei intrinseci a tranzistorului MOSFET. Când Q nu conduce, C₁ și C₂ sunt înseriate, frecvența oscilațiilor este mai mare, când Q e saturat, frecvența e mai mică (rămâne numai C₂ în circuit). Aceste oscilații nu ajung în sarcină, ele fiind filtrate de circuitul C₂ – L₂. Dar prin capacitatea de reacție C_rss, oscilațiile din drenă ajung pe poartă, deformând tensiunea de comandă a lui Q.  C_rss are 60 pF , dar prin efect Miller, capacitatea aparentă poate crește de zeci de ori. Din acest punct de vedere, o impedanță redusă a sursei tensiunii de comandă pentru Q este de dorit. Sursa tensiunii de comandă (driver) trebuie să poată asigura o tensiune care să aducă în saturație tranzistorul Q ; la 7 Mhz se preferă o tensiune sinusoidală (mai ușor de asigurat decât una dreptunghiulară ), care va trebui  să încarce și să descarce în fiecare perioadă capacitatea de intrare Ciss care are valoarea de 670 pF (sau chiar mai mare la tensiuni mici de drenă, vezi fig. 5).  Tensiunea necesară, de ordinul 15V la vârf și sarcina capacitivă necesită o putere de ordinul 2 -5 W de la driver. Forma tensiunii de comandă pe poartă (fig,4) este „urâtă”, având suprapuse peste tensiunea sinusoidală generată de driver și componente  de frecvență superioară care trec prin capacitatea de reacție drenă – poartă (C_rss). Cel mai grav este că oscilațiile parazite pot avea amplitudini atât de mari încât să comande mai multe comutări ON-OFF în timpul cât Q ar trebui să fie ferm blocat sau saturat. In acest fel, pe de o parte scade DA (durata activă – timpul cât Q este în conducție raportat la perioada frecvenței de lucru – care teoretic ar trebui să fie 50%) crescând valoarea efectivă (RMS) a curentului prin Q necesar pentru obținerea puterii de ieșire dorite și crește numărul de comutări a lui Q, ambele fenomene ducând la creșterea puterii disipate pe Q și la scăderea randamentului. Ce se poate face pentru obținerea unei  forme mai bune a tensiunii de comandă ?

La frecvențe mai joase (până la circa 1 MHz) se pot utiliza CI dedicate comenzii MOSFET-urilor de putere, care pot genera sau absorbi curenți de ordinul amperilor, tensiunea de comandă aplicându-se pe poartă  printr-o rezistență de amortizare de circa 4,7 – 10 Ohm. La câțiva megaherți se poate introduce o rezistență între poartă și masă, se poate scăderea impedanța internă a driverului (de exemplu prin reacție negativă),  și se poate acorda capacitatea de intrare a tranzistorului MOSFET cu o inductanță  (L₃ din fig.5), circuitul rezonant paralel asfel format având o impedanță mare pe frecvența de lucru (7MHz) și mică la frecvențele parazite superioare.

            Fig.4 Forma tensiunii de comandă pe poartă, deformată de reacția prin Crss.    

Eu am încercat, cu bune rezultate, o soluție (antică !) pe care nu am mai întâlnit-o în montajele publicate cu MOSFET în comutație : neutrodinarea.

Dacă tensiunile parazite vin din drenă prin capacitatea C_rss, putem compensa aceasta prin introducerea unui semnal de polaritate opusă, printr-o capacitate egală, aplicată printr-un transformator de bandă largă 1:1 cu priza mediană conectată la masă. Transformatorul  cu priza mediană la masă , C_rss și C_N formează o punte echilibrată, astfel că tensiunea injectată prin reacție în poartă tinde la zero.  Compensarea nu poate fi perfectă – C_rss depinde de tensiunea de drenă (fig.5, ca la un varicap) deci capacitatea de neutrodinare (C_N în fig.5) se va alege experimental pentru o formă cât mai bună a tensiunii de poartă. Pentru montajul meu cu IRF530 la 13,6V,  C_N  (styroflex) are valoarea optimă de 270 pF. Transformatorul de neutrodinare  este bobinat bifilar (pentru simetrie) cu 2x10 spire (F 0,3mm Cu Em) pe un tor de ferită FT50-43.

Fig.5 Schema de compensare (neutrodinare)  a tensiunilor parazite și de polarizare (BIAS) cu o tensiune mai mică decât cea de deschidere a IRF530. In dreapta, variația capacităților parazite ale tranzistorului cu tensiunea de drenă (din catalogul Vishay Siliconix).

Prin aplicarea   neutrodinării, forma de tensiune pe poartă se îmbunătățește semnificativ, la fel și cea a tensiunii pe drenă (fig.6).  Tensiunea de deschidere a tranzistorului rămâne tot timpul peste 10V (tensiunea de prag la IRF530 este de 3-5V), asigurând saturarea fermă.                                  

Fig.6 Tensiunea de comandă pe poartă (stânga) și tensiunea pe drenă (dreapta) pentru schema cu neutrodinare.

Schema din fig.5 asigură și o polarizare (BIAS) de circa + 2,7V pe poartă, puțin mai mică decât tensiunea de deschidere a IRF530, prin divizarea tensiunii stabilizate de +5V cu rezistențele de 470 și 560 Ohm. Astfel este necesară o tensiune mai mică alternativă de comandă de la driver și deci o putere de excitație mai mică. L₃ acordează capacitatea de intrare a MOSFET-ului. Miezul lui L₃ se reglează pentru  a avea amplitudinea maximă a semnalului sinusoidal pe poartă. Reglajul nu este critic, factorul de calitate al circuitului oscilant derivație format de L₃ și capacitățile parazite fiind probabil de ordinul unităților, fiind amortizat și de rezistențele divizorului tensiunii de polarizare.

Rezistența de sarcină R_Load , determinată prin calcul, este de circa 2 Ohm (pentru 40W out). Va fi necesar un transformator de adaptare pentru o sarcină standardizată de 50 W, cu raportul numărului de spire 1:5 . Am încercat un transformator disponibil, realizat anterior, cu raportul 1:4 (fig. 7).

Fig.7 Transformator pe ferită, raport 1:4 și elementele componente

Transformatorul este o construcție tipică, destinată inițial pentru un etaj clasic RF de putere de bandă largă (3,5 – 30 MHz) de circa 100W,  cu două tranzistoare în contratimp clasă AB alimentat la 12 V. In acel tip de montaj, alimentarea cu 12V se aplică pe bucata de imprimat din planul îndepărtat, fiecare tranzistor fiind conectat la câte o jumătate de spiră. Aici am folosit alimentarea pe o jumătate a plăcii de circuit imprimat din față, cealaltă jumătate fiind conectată la masă (în total o spiră în primar) , cele două patrate din folia de Cu fiind capetele spirei primare. Secundarul este realizat din liță izolată cu cauciuc siliconic (4 spire) care ocupă tot spațiul disponibil în cilindrii de ferită ( F _ext = 17,6   , F _int = 9,5  , lungime =  28,5 -  material similar cu tipul 43 de la AMPHENOL). Primarul este realizat din două tuburi din tablă de Cu, cu grosimea de 0,1 - 0,2 mm ; din cauza efectului pelicular, adâncimea de pătrundere a curentului la 7 MHz este de circa  0,025  mm (pe fiecare față), astfel că o grosime mai mare ar fi fost inutilă.  O construcție de tip autotransformator (fig.8 în dreapta) cu o spiră la intrare și încă trei bobinate în serie, poate realiza tot un raport de transformare 1:4 (respectiv 1:16 în impedanță) cu performanțe mai bune (pierderi mai mici, inductanță de scăpări mai mică). In porțiunea comună a bobinajului sensurile curenților sunt contrare, curentul total e mai mic decât cel de intrare. Deasemenea solicitarea miezului este mai redusă cu 25% (un sfert din putere trece direct din primar în secundar) și inductanța de dispersie este mai redusă. Autotransformatorul poate asigura un randament mai bun, sau se poate realiza la dimensiuni mai mici (pentru aceeași putere și aceleași pierderi admise).

Fig. 8 Comparație între soluția cu transformator și cu autotransformator.

Schema de adaptare cu transformator este reprezentată în fig. 9. Se constată apariția unui condensator suplimentar față de schema Sokal clasică (C₃ = 120pF).  Dacă luăm în considerare transformarea (reducerea de 4*4 ori a rezistenței de sarcină) la valoarea echivalentă de 50/16 = 3,125 Ohm, constatăm că nu corespunde cu cea  rezultată din calcului inițial (1,859 Ohm pentru o putere de 40W la alimentarea cu 13,6V). In urma testelor, am măsurat o putere de peste 50W , ceea ce corespunde unei rezistențe de sarcină reale chiar mai mici decât valoarea calculată ! 

Transformatorul de ieșire are in realitate o inductanță de scăpări, de care nu am ținut cont ! Prin introducerea condensatorului C₃, acesta formează împreună cu inductanța de scăpări un circuit G, care realizează o transformare de impedanță suplimentară și o filtrare a armonicelor. Practic, din alegerea valorii lui C₃ se poate mări puterea la ieșire și se poate imbunătății forma tensiunii de ieșire. Pentru alegerea valorii optime a lui C₃ am conectat provizoriu un condensator variabil cu aer, pe care l-am reglat pentru forma optimă a tensiunii de ieșire, după care l-am măsurat și înlocuit cu unul fix cu mică.

Fig.9 Inductanța de scăpări acordată cu C₃.

In cazul utilizării unui circuit G pentru transformarea de impedanță (fig.10), inductanța de acord L_gamma  se va afla înseriată cu inductanța circuitului L₂ ; cele două inductanțe se pot contopi într-una singură, cu valoarea egală cu suma celor două.

                        Fig.10  Transformare de impedanță cu circuit Gamma.

Dacă și L_gamma și CV sunt reglabile, se pot adapta și sarcini diferite de 50 Ohm, eventual și cu componente reactive – situație întâlnită des la lucrul în portabil cu antene improvizate. CV permite și modificarea frecvenței de lucru (doar în limite restrânse, pentru că C₁ și C₂ sunt fixe și optimizate pentru o anumită frecvență).

O altă posibilitate este de a dimensiona montajul direct pentru o sarcină de 50 W. Calculatorul lui VK1SV ne furnizează (pentru Q ales = 5 la 7MHz) următoarele valori : V_DD (alimentare) = 100V, P_OUT = 100W, C₁ = 370 pF, C₂ = 468pF,  L₂ = 22,35 mH,  I_D (CC) = 1,01A, V_DS = 445V. Din punct de vedere al curentului și al tensiunii suportate, putem alege tranzistorul IRF840 (V_Dmax = 500 V). Din păcate acesta are capacități parazite prea mari (Ciss = 1300pF – mai mare decât C₁ rezultat din calcul !, Coss = 310pF, Crss = 120 pF), ceea ce îl face utilizabil numai pentru banda de 1,8 MHz. Pentru frecvențe mai mari ar trebui să utilizăm un tranzistor special de radiofrecvență și de tensiune mare, foarte scump. La frecvențe și mai joase (136 kHz), clasa E nu mai este atât de interesantă; o schemă tipică în semipunte cu o pereche de IRF840 (similară cu clasa D), utilizată la surse în comutație, poate furniza ușor 200W (sau 400 W pentru o punte completă cu 4 x IRF840), alimentată printr-o punte redresoare și condensator de filtraj direct din rețeaua de 230V.

Pentru montajul experimental (fig.11 , cu plan de masă = o tablă cositorită) am utilizat un radiator relativ mic și ventilare forțată. In stânga este un tranzistor IRF530 neconectat (pentru eventuale teste de montaj în contratimp și pentru măsurarea capacității dintre placa de drenă și masă). La mijloc, într-o capsulă asemănătoare, este stabilizatorul de 5V; ultimul din dreapta este IRF530 din  montaj. Tranzistorul IRF trebuie izolat față de radiator, deoarece conexiunea de drenă este chiar la carcasa metalică. Montarea izolată înrăutățeste transferul termic și mărește capacitatea drenei față de masă. Cu folia existentă pe radiator (plastic + silicon) am măsurat o capacitate de 26 pF ; la utilizarea unui izolator din folie de mică ne putem aștepta la o creștere a capacității (grosime mai redusă și e_r mai mare) dar și la o îmbunătățire a transferului termic. Am prevăzut un ventilator tip PC, necesar pentru perioade lungi de funcționare continuă (key down).  Puterea absorbită  de 1,4W a ventilatorului poate deranja la un echipament portabil alimentat din baterii, unde contează orice consum suplimentar (ex. iluminarea scalei ); rămâne de experimentat regimul termic  cu un radiator de dimensiuni mai mari, fără ventilație forțată. Sonda osciloscopului este conectată la ieșirea transformatorului 1:4 ( de unde pleacă cablul coaxial RG58 către sarcina de 50W). Se poate recunoaște în dreapta bobina L₂; torul bobinat din partea superioară este bobina L₁. Excitatorul conține un oscilator cu cuarț, 2 etaje de amplificare cu tranzistoare bipolare și un final cu 2 x 2N3632 în contratimp care poate furniza lejer 10 W la 7 MHz. Prin coaxialul subțire din stânga (RG174) se aplică excitația (2 – 5W) pe frecvența de 7,040 sau 7,150 MHz (prin alegerea cuarțului din oscilator). Puterea de excitație se poate regla comod prin variația tensiunii de alimentare a finalului în contratimp. Excitatorul nu va fi prezentat aici; excitația pentru teste se poate asigura de la orice transceiver care poate emite pe 7 MHz și are posibilitatea reglării puterii la ieșire (eventual intercalând și un atenuator de 10 dB).

Fig 11.  Montajul experimental pentru testare.

In fig. 12 este prezentată schema completă a montajului; am măsurat tensiunea și curentul de alimentare cu două instrumente digitale și tensiunea efectivă V_EF  de RF pe sarcina RF de 50 W /300W cu un osciloscop digital (= V_RMS  fig.13). Cu valorile măsurate s-a calculat puterea de alimentare în CC, puterea de radiofrecvență, randamentul de drenă (100 x P_RF/P_DC) și raportul dintre V_RF și V_DD, pentru aprecierea liniarității modulării prin variația tensiunii de alimentare.

Fig.12. Schema montajului experimentat, cu valorile finale obținute prin reglaje/ajustări.

In Tabelul 1 sunt prezentate valorile măsurate/calculate. Randamentul este de peste 80% în toată gama de tensiuni de alimentare între 4 V și 15 V. Randamentul maxim se obține la tensiunea de alimentare de 6V (86,4%). La tensiunea nominală de alimentare de 13,6 V , puterea de ieșire este de 51W, randamentul 83%, curentul de alimentare 4,54 A. La o tensiune de alimentare de 7,2 V (două acumulatoare Li - Ion înseriate) montajul poate furniza o putere de circa 15 W, la un curent absorbit de circa 2,4 A, performanță interesantă pentru un emițător QRP.

Creșterea tensiunii de alimentare până la 24V ar duce la curenți absorbiți  prea mari pentru IRF530, deși din punct de vedere al tensiunii maxime de drenă nu s-ar atinge valori periculoase (la 12V alimentare, V_DS pe oscilogramă este de 39,2 Vmax – la 24 V, V_DSmax se poate dubla la 80V, cu 20% rezervă față de 100V, cât tolerează  IRF530). Pentru reducerea curentului la valori acceptabile ar trebui redus raportul de transformare  de la 1:4, la 1:3 ; în acest fel impedanța echivalentă de sarcină crește de 16/9 ori, curentul absorbit ajungând la circa 5,1 A, încă suportabil de  către IRF530. Ne putem aștepta în aceste condiții la o putere de ieșire de circa 98 W (la un randament estimat de 80%).

Fig. 13. Forma tensiunii de ieșire la 13,6V alimentare, 51W out. Este o sinusoidă “onorabilă”, cel puțin pe osciloscop nu se observă deformări. Desigur, sunt necesare determinări ale nivelului armonicelor cu un analizor de spectru.

In Tabelul 1 coloana în dB reprezită abaterea (nelinearitatea) modulației în amplitudine prin variația tensiunii de alimentare. Între 4 și 15 V nelinearitatea este mai mică de 0,34dB, ceea ce asigură o modulație vocală acceptabilă pentru un emițător MA cu purtătoare controlată. Pentru SSB (sistemul Kahn - EER, cu eliminarea și restaurarea anvelopei) ar fi necesară o predistorsionare (o creștere) în amplitudine pentru nivele mici de semnal. Modulația parazită MA/MP nu afecteză transmisiile vocale, nu este necesară o schemă mai complicată (cu reacție în cuadratură) pentru eliminarea distorsiunilor de fază. Desigur, alimentarea finalului în clasă E ar trebui făcută de la o sursă în comutație (cu randament mare) comandată de amplitudinea tensiunii semnalului de RF.

Tabelul 1. Rezultatele măsurărilor la diverse tensiuni de alimentare .

Un alt set de teste ( cu valorile din Tabelul 2) a fost făcut utilizând pentru adaptarea sarcinii un autotransformator (fig. 8 dreapta) realizat pe același tip de miez magnetic, cu trei spire din conductor lițat înseriate cu spira comună a primarului – schema din fig. 14. Rezultatele măsurării confirmă așteptările, apărând o creștere a randamentului.

Fig. 14. Schema cu autotransformator de adaptare. C3 este variabil cu aer

Varierea inductanței bobinei L₂ s-a făcut prin apropierea sau depărtarea spirelor. Valoarea de 225nH este aceeași cu cea din fig. 12, care a dat setul de valori din Tabelul 1. C₃ a fost reglat în linia 1 din tabel pentru maxim de randament; în linia 3 pentru a obține același curent ca în tabelul 1 (4,54 A la 13,6 V -  pentru a putea compara randamentul în cele două scheme), și pentru putere maximă la ieșire în liniile 2 și 4. Se observă că la aceeași tensiune de alimentare, schema cu autotransformator are un randament cu 4,31 % mai mare decât schema cu transformator. O a doua observație este că randamentul scade semnificativ dacă se intenționează obținerea unei puteri  mari (h  circa 90 % la P_RF = 36W , respectiv 77 % la P_RF = 68W). Concluzia este că prin reglaje (L₂ și C₃) se poate optimiza montajul pentru randament maxim (L₂ mare, C₃ mic) sau pentru putere maximă la ieșire (L₂ mic, C₃ mare).

Tabelul 2. Rezultatele măsurărilor pentru schema din fig.14.

6. Alte tranzistoare utilizabile

Toate tranzistoarele din familia IRF5x0 (100V tensiune maximă pe drenă) pot fi utilizate ca amplificatoare în clasă E pentru frecvențe din gama undelor scurte. Incepând cu IRF510, fiecare tip ulterior reprezintă o dublare a ariei chip-ului de siliciu,  ceea ce se observă din dublarea capacităților parazite și (aproximativ)  înjumătățirea R_{DS ON}. In Tabelul 3 sunt prezentate specificațiile tranzistoarelor IRF510…540. I_D  este curentul de drenă mediu admis la o temperatură a capsulei de 100⁰C. L_D și L_S sunt inductanțele parazite ale terminalelor de drenă, respectiv de sursă, aceleași pentru toate tipurile, construite în aceeași capsulă TO - 220AB.

                                                                                                            Tabelul 3. Tranzistoarele IRF 510…540

Evident tipul IRF510 va fi capabil să funcționeze la frecvențele cele mai mari, dar cu puterea cea mai mică. Apare întrebarea : are  rost să înlocuim  un tranzistor IRF530 cu 4 tranzistori IRF510 conectați în paralel ? Din punct de vedere al capacităților nu, capacitatea totală este de circa 4 ori mai mare – deci frecvența maximă de lucru nu va crește. Dar L_D și L_S totale vor fi de 4 ori mai mici (4 conexiuni în paralel), deci problemele cu oscilațiile parazite vor fi mai reduse. Un singur IRF510  va putea furniza circa 15W la 7 MHz, alimentat la 12V. Curentul maxim admis de 4 IRF510 în paralel va fi de 16A, cu 60% mai mare decât e capabil IRF530 (capsulele identice au aproximativ aceeași rezistență termică între joncțiune și capsulă), deci se va putea realiza o putere cu 60% mai mare, adică de 96 W, față de 60W, cât este capabil IRF530.

Două IRF510 în paralel sunt capabile de un curent de 8A, mai mare decât 6,5 A cât suportă  un IRF520, (respectiv o crește de putere de 8/6,5 = 1,23, o creștere de 23% față de  puterea unui IRF520). Două IRF510 se pot conecta în paralel (asigurînd dublarea puterii ) sau în contratimp (asigurând și reducerea armonicelor pare, datorită simetriei schemei). Montajele în contratimp pot funcționa la frecvențe mai mari (dublarea frecvenței de lucru), dacă se adoptă schema E/F_{2, odd}.

Se pot încerca și tranzitoare de RF bipolare  (care nu mai sunt “la modă” pentru proiecte noi) sau MOSFET care nu și-au găsit o utilitate și au rămas uitate prin sertare.

Am păstrat un tranzistor LDMOS SD2942 „mort pe jumătate“ - capsula conține de fapt 2 tranzistoare MOS cu sursele comune, din care unul s-a distrus în cursul unor teste (la 145 MHz). Era momentul să încerc într-o schemă în clasă E un tranzistor de RF “adevărat.” Parametrii  tranzistorului sunt: tensiunea maximă de drenă V_DS = 130V, tensiunea maximă pe poartă V_GS = +/- 20V. Pentru o singură secțiune: curentul maxim de drenă I_D = 20A (la T_case=25⁰C), căderea de tensiune în saturație (la V_GS = 10V) maxim 1,5V la I_D = 5A, rezistența termică R_{th JC} = 0,35⁰C/W, capacitățile parazite Ciss = 415 pF, Coss = 236 pF, Crss = 17 pF. La frecvența de 175 MHz și alimentare cu 50V, Pout =175 W, câștigul în putere este 17 dB, iar randamentul de drenă este 61%. Comparativ cu IRF530, capacitățile sunt mult mai mici (în special Crss). In fig.15 sunt redate aspectul exterior, variația capacităților cu tensiunea și curba I_D în funcție de V_GS, din care se vede că tensiunea de prag (deschidere) este de aproximatix 2,5V la o temperatură a capsulei de 80⁰C. Dacă se va utiliza o polarizare pe poartă (bias) valoarea aleasă va fi de 2V, pentru a avea curentul de repaos zero, chiar la temperaturi mari și a evita ambalarea termică.

Fig.15. Variația capacităților parazite cu tensiunea de drenă, a curentului I_D cu tensiunea de poartă și aspectul exterior (capsula M224).

Din măsurările efectuate R_{DS ON}  pare mai redus decât cel indicat de producător (eu am măsurat circa 0,18 W,  la o temperatură  a capsulei de 25⁰C, e adevărat, la un curent de numai 2A).

Tranzistorul are sursa conectată la placa de prindere pe radiator, dispărând astfel necesitatea izolării drenei, care adaugă rezistență termică și capacitate suplimentară la IRF530. Cuplajul termic cu radiatorul este mai bun, iar din cauză că se utilizează o singură jumătate a tranzistorului, fluxul termic fiind mai redus, căderea de temperatură J - C este mai mică. Inductanțele bornelor de poartă, drenă și sursă nu sunt indicate în catalog, dar ne putem aștepta la valori foarte mici, drena și poarta fiind linii plate cu inductanță redusă, iar sursa fiind în contact direct cu placa de bază a capsulei. Inductanțe mici în terminale înseamnă oscilații parazite mai reduse și o formă a tensiunilor mai apropiată de cea teoretică.

Capacitatea de reacție mai redusă face posibilă  funcționarea fără neutrodinare; urmează să se stabilească prin teste dacă neutrodinarea este utilă sau nu.

Primul test a fost făcut cu shema din fig. 16.

                                    Fig.16. Schema de testare a tranzistorului SD2942

Componentele sunt : Q = SD2942,  montat pe radiator (neizolat, sursa e la placa de prindere)

C₁ = 1292 pF (înglobând și Coss) = 1000pF styroflex + 56pF mică + 236 pFCoss

C₂ = 3220 pF = 3x470 pF + 300 pFmică + 1000pF styroflex + 510pF styroflex; C₃ = 120 pF mică

L₁ = 650 mH , 18 spire F 1,0 mm Cu Em pe tor ferită

L₂ = 310nH = 2x2x3 spire F 1,1 Cu EM pe tor Amphenol T106 – 2 (construcție similară cu bobina din stânga  în fotografia cu cele 4 bobine, dar alt miez și alt număr de spire)

ATr = 12 spire +24 spire F 0,8 mm Cu Em pe tor ferită

L₁ și ATr sunt bobinate pe toruri românești din material necunoscut, m aprox.1200,  cu dimensiunile F_ext = 12,5, F_int = 11, înălțime 12,2 mm

Alimentat la 28V/3,8 A montajul a furnizat pe sarcina de 50W o putere de 91,1W, deci randamentul de drenă a fost 85,6%. La funcționarea de durată, cu radiatorul ventilat, am constatat încălzirea puternică a condensatorului cu styroflex (din compunerea lui C₁) și deasemenea încălzirea autotransformatorului de ieșire. Aceasta m-a determinat să fac  fotografii cu o cameră în infraroșu pentru a determina temperaturile componentelor cu pierderi. In fig.17 este fotografia în infraroșu, în paralel cu fotografia în vizibil, pentru identificarea componentelor.

Fig.17 Fotografia în infraroșu și vizibil

Condensatorul cu styroflex  - 1000pF /500V atinge o temperatură de 88,7 grade C (cea mai mare din tot montajul). ATr are și el  68⁰C ( miezul e  mai cald decât bobinajul ! ). Tranzistorul SD2942  atinge circa 60^oC, o temperatură normală. Condensatorii cu mică au o temperatură normală; deasemenea L₁ nu se încălzește (nici miezul și nici conductorul) deci pentru funcționarea ca șoc de alimentare torul românesc este acceptabil. L2 este ceva mai cald,  atinge circa 40⁰C. A trebuit deci să înlocuiesc transformatorul de ieșire și condensatorul de 1000pF (C₁).  Condensatorul cu styroflex de 1nF a fost înlocuit cu un condensator cu mică de 1 nF/1000V, iar conexiunile sale au fost dublate cu platbadă (fig. 18).  Condensatorii cu styroflex din compunerea lui C2 sunt corespunzători (ating circa 40⁰C). Autotransformatorul a fost rebobinat  pe un tor T106 – 2 și are 7 + 14 spire; primele 7 spire sunt din două fire în paralel cu F = 1,5 mm, restul de 14 cu un singur fir, același diametru. În restul montajului s-a modificat doar C₃ = 229 pF. Cu noul montaj ( fig.18) am măsurat la 28V/5,15A  o putere de ieșire de 128,96W, adică un randament de 89,26%, (o creștere de 3,66 %, la o creștere cu aproape o treime a puterii de ieșire), făra a mai observa componente fierbinți în montaj. Formele de tensiune  (fig.19 ) sunt mai bune, fără a fi necesar să aplic neutrodinarea.  Conexiunile cu platbandă la C₁ au avut o influență benefică, reducând amplitudinea oscilațiilor prin reducerea inductanțelor parazite. Nu am aplicat nicio polarizare (bias); cu polarizare (de circa +2V) este de așteptat o reducere a puterii de excitație necesare.

            Fig.18 Varianta constructivă  finală cu SD2942

Fig. 19  Formele de tensiune pe poartă și pe drenă

Torul T106 – 2 nu este, probabil, cel mai indicat (din cauza permeabilității reduse poate apare un câmp de scăpări relativ mare) – aici ar fi mai bun un tor tip FT106- 43, care ar fi permis  reducerea numărului de spire și/sau a dimensiunilor, dar nu am avut disponibil unul de mărime suficientă.

In privința preciziei valorilor măsurate, apreciez că erorile sunt de ordinul +/- 2%, în orice caz mai mici decât la utilizarea unui powermetru de RF (V_D și I_D s-au măsurat cu două multimetre digitale iar Vef  cu un osciloscop digital Tektronix de 150 MHz).

7. Sugestii pentru ce putem experimenta în continuare:

- realizarea unui transformator de curent de RF de bandă largă pentru  măsurarea cu osciloscopul a curentului I_D;

- testarea tranzistoarelor IRF510 și 520 (single sau câte două în paralel sau contratimp) la frecvențe de 10 sau 14 MHz, în schema cu autotransformator de adaptare la ieșire;

- obținerea de performanțe deosebite în privința randamentului  (peste 90%) prin optimizarea comenzii pe poartă și utilizarea celor mai bune componente posibile (tranzistori de RF, condensatori SMD, bobine  “în aer” sau pe  miezuri magnetice de calitate mai bună);

- montaje în contratimp în clasă E/F_2,odd , cu putere RF dublă și la frecvență  dublă față de cât e capabil un singur tranzistor;

- modulația în amplitudine prin alimentarea cu tensiune care urmărește anvelopa  RF (MA, SSB, PSK);

- testarea unor montaje în UHF (432 – 1296 MHz) cu linii de transmisie microstrip în locul circuitelor oscilante LC cu constante concentrate.

Noiembrie 2020, YO2BCT

Liviu Soflete YO2BCT

Articol aparut la 12-11-2020

5181